一个利用线性区MOS管补偿的射频放大器

维普资讯 http://www.cqvip.com 第２６卷　第ｌ期　固体电子学研究与进展　Ｖｏ１．２６，ＮＯ．１　２００６年２月　ＲＥＳＥＡＲＣＨ＆ＰＲＯＧＲＥＳＳ　ＯＦ　ＳＳＥ　Ｆｅｂ．．２００６　射频与微波　。　一　一个利用线性区ＭＯＳ管补偿的射频放大器’　曹　克　杨华中　汪　蕙　（清华大学电子工程系。北京，１０００８４）　２００５　０３—１４收稿．２００５—０５—１８收改稿　摘要：研究了一种采用线性化技术的低电压ＣＭＯＳ射频放大器　电路中．并联一个工作在线性区的ＭＯＳ管来　提高其线性　采用ＳＭＩＣ的０．１８　ｔａｍ工艺，流片测试结果显示，该电路用很小的功耗代价将放大器的输入三阶交截　点功率提高了大约５　ｄＢ。　关键词：互补金属氯化物半导体｝低电压；射频；线性度；放大器　中图分类号：ＴＮ４３２；ＴＮ７２２．３”　文献标识码：Ａ　文章编号：１００ｏ一３８１９（２００６）０１—０３８—０５　Ａ　ＲＦ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｄ　ｂｙ　Ｔｒｉｏｄｅ　ＭＯＳＦＥＴ　ＣＡＯ　Ｋｅ　ＹＡＮＧ　Ｈｕａｚｈｏｎｇ　ＷＡＮＧ　Ｈｕｉ　（Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ　ｏｆ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｔｓｉｎｇｈｕａ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＢｅＯｉｎｇ．１　０００８４・ＣＨＮ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ａ　ｌｏｗ—ｖｏｌｔａｇｅ　ＣＭＯＳ　ｒａｄｉｏ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ｕｓｉｎｇ　ｌｉｎｅａｒｉｚｉｎｇ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｗａｓ　ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ　ｉｎ　ｗｈｉｃｈ　ａ　ｐａｒａｌｌｅｌ　ＭＯＳＦＥＴ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｔｒｉｏｄｅ　ｒｅｇｉｏｎ　ｉｓ　ｕｓｅｄ　ｔｏ　ｂｏｏｓｔ　ｔｈｅ　ｌｉｎｅａｒｉｔｙ．Ｔｈｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｗａｓ　ｆａｂｒｉｃａｔｅｄ　ｗｉｔｈ　ＳＭＩＣ　０．１８　ｍ　ｐｒｏｃｅｓｓ．Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ　ｓｈｏｗｅｄ　ｔｈａｔ　ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ—ｒｅｆｅｒｒｅｄ　３ｒｄ—ｏｒｄｅｒ　ｉｎｔｅｒｃｅｐｔ　ｐｏｉｎｔ　ｗａｓ　ｉｍｐｒｏｖｅｄ　ｂｙ，～５　ｄＢ　ａｔ　ｔｈｅ　ｃｏｓｔ　ｏｆ　ｌｉｔｔｌｅ　ａｄｄｉｔｉｏｎ　ｏｆ　ｐｏｗｅｒ　ｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎ．　Ｋｅｙ　ｗｏｒｄｓ：ＣＭＯＳ；ｌｏｗ－ｖｏｌｔａｇｅ；ｒａｄｉｏ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ｌｉｎｅａｒｉｔｙ；ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ＥＥＡＣＣ：１２２０；２５７ＯＤ　态时，理论上存在一个理想的工作点（“ｓｗｅｅｔ　１　引　言　ｓｐｏｒｔ”），此时ＭＯＳ管的三阶非线性几乎为零［４ｊ，但　是由于其频率特性受限，并且极易受到各种因素、特　随着ＣＭＯＳ工艺的尺寸缩小，由于其经济性，　别是工艺的涨落的影响而偏离理想的工作点，因此　射频ＳｏＣ（Ｓｙｓｔｅｍ　ｏｎ—Ｃｈｉｐ）成为不可避免的选择。　实际中很少将ＭＯＳ管这样运用，而是采用线性化技　为了实现ＳｏＣ，低电压的射频前端电路必不可少，已　术来提高电路的ＩＩＰ　。　经引起了广泛的重视。同时，随着宽带无线通信的发　采用文献［５，６］中提出的前馈线性化技术可以　展，射频前端中的低噪声放大器必须具有较高的动　提高电路的线性度，但是却要付出较大的功耗代价　态范围［１］，也就是较低的噪声、较高的输入三阶交截　来实现前馈补偿支路。在分立器件放大器电路中，根　点功率＂Ｐ３（ｉｎｐｕｔ　ｒｅｆｅｒｒｅｄ　３ｒｄ—ｏｒｄｅｒ　ｉｎｔｅｒｃｅｐｔｉｏｎ　据Ｖｏｈｅｒｒａ级数分析可以利用不同的带内和带外阻　ｐｏｉｎｔ）。这就意味着在设计中必须在增益、噪声、线　抗特性来实现电路的线性化［７叫］　但是，在低于５　性度以及功耗等指标中寻求合理的折衷［２　］。　ＧＨｚ频段的ＳｏＣ中，这种方法很难在片上实现。使　尽管当Ｍ０Ｓ管栅源电压偏置处于中等反型状　用偏置在亚阈区的ＭＯＳ管进行补偿实现线性化的　＋基金项目：国家自然科学基金（６００２５１Ｏ１、９０２０７００１、９０３０７０１６）及８６３计划（２ｏ０３ＡＡ１Ｚ１３９０）　Ｅ　ｍａｉｌ：ｃａｏｋｅ＠ｉｅｅｅ．ｏｒｇ　维普资讯 http://www.cqvip.com １期　曹　克等：一个利用线性区ＭＯＳ管补偿的射频放大器　电路［ｉｏ，１１　的缺点是，亚阈区工作的器件频率受限，　并且需要采用隔直电容。采用线性区工作的ＭＯＳ管　补偿技术线性化＿１　Ｊ贝０没有上述缺点，能够以较小的　代价提高射频放大器的线性度［１引。　在本文的第二部分，提出了一个采用线性区工　作的Ｍ０Ｓ管提高电路线性度的折叠式共源共栅放　大器，分析了其原理和设计中需要注意的问题。在随　后的部分，设计两个放大器电路，其中一个是经典的　结构，另一个采用了本文中的补偿技术。仿真对比了　两个电路的线性度。第四部分给出了采用ＳＭＩＣ的　０．１８／ａｍ工艺流片测试结果，验证了本文的分析和　“结　２　线性区ＭＯＳ管补偿原理　如图１（ａ）所示是经典的折叠型共源共栅放大　器［１４１示意图，其中　是射频输入信号，　是输出射　频信号。如果共栅输出级Ｍ２的输入阻抗较小，则整　个电路的非线性主要决定于电感源极负反馈输入级　的非线性。在源极负反馈结构中，栅级电感　带来　电压增益的同时也使电路线性度下降。由输入阻抗　匹配条件，栅极电感　和源极电感Ｌ　的大小决定了　ＭＩ的尺寸和偏置ｎ引。图１（ａ）中电路的非线性主要　来源于Ｍ１的非线性，如果忽略电抗元件的记忆性，　可以采用幂级数近似的方法来分析。假设Ｍ１晶体　管满足弱非线性条件，则其小信号漏极电流　ａ。可以　表示为　一ｇｌ・　＋　１　ｇ　・口　＋吉ｇ。・口３铲＋…（１）　其中，　。是Ｍ１栅源之间的小信号电压。　（ａ）　（ｂ）　图１　折叠结构的电感源极负反馈共源共栅射频放大器　示意图　Ｆｉｇ．１　Ｓｃｈｅｍａｔｉｃ　ｏｆ　ｆｏｌｄｅｄ　ｓｏｕｒｃｅ　ｄｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｃａｓｃｏｄｅ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　在频率不太高的情形下，ｇ　就等于ＭＯＳ管的　跨导ｇ　，而ｇ　、ｇ。则分别是漏极电流对于栅源电压的　二阶、三阶导数。在幂级数近似下，电路的三阶交截　点输入功率正比于ＭＯＳ管的ｇ　和ｇ。之比。即　∞　ｌ＿ｇ２。　ｌｃ２　上面（２）式中的比例系数由电路中的栅极和源极　电感以及信号源内阻（图１中未画出）的大小决定ｕ　。　图２所示是ＭＯＳ管的直流转移特性及其各阶导数的　示意图，其中　是Ｍ１栅源之间的直流电压。从中可　以看到，ｇ。特性曲线上在阈值电压附近存在一个过　零点（即前文所提到的“ｓｗｅｅｔ　ｓｐｏｔ”），当栅源电压偏　置在这点时，ＭＯＳ管和放大器的ｌｉｐ。理论上可以很　大。但是由于这个偏置点易随工艺变化等偏移．截止　频率较低，因此很少采用。相反，为了获得高增益、低　噪声，通常ＭＯＳ管偏置在阈值电压１００ｎ２００　ｍＶ以　上，而这个偏置点却恰恰位于ｇ　曲线上的负峰附近，　如图２所示。这将大大降低放大器线性度。　Ｌ　．　＆　ｇ，（Ｍ１）　／￣（Ｍ１）／　（ＭＩ）　＼　删Ａ　．．．／一　一　一　图２　ＭＯＳ管直流　一　特性及其各阶导数示意图　Ｆｉｇ．２　ＤＣ　Ｉ－Ｖ　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ　ａｎｄ　ｉｔｓ　ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅｓ　ｏｆ　ＭＯＳＦＥＴ　为了提高ｇ　／ｇ。之比，可以利用辅助支路来消　除ｇ。曲线上的负峰，同时使ｇ　略微增大，如图１（ｂ）　所示。其中Ｍ１是主放大支路，而辅助支路中的ＭＡ１　工作在线性区，ＭＡ２则工作在饱和区。此时，放大器　的三阶交截点输入功率　。ｃ　ｌ　ｇ　ｌ（Ｍ而１　）＋丽ｇｌ（ＭＡ　１）ｌ（３）　通过设置辅助支路中ＭＯＳ管的尺寸和偏置点，　可以使辅助支路的ｇ　、ｇ。曲线如虚线所示。这样就　可以抵消主支路的负峰，这样Ｍ１和ＭＡ１合成的ｇ　曲线在所需的偏置点附近为零，并且相对平坦，使　（３）式中的分母非常接近于零。同时组合后的ｇ　由　于ＭＡ１和Ｍ１两路相加增大，（３）式中的分子增大。　ｇ　和ｇ　一增一减，放大器的线性度将会增大。由于　电路中的非理想因素，实际上电路的线性度改善是　有限的。　为了保证ＭＡ１工作在线性区，将ＭＡ２与之串　维普资讯 http://www.cqvip.com ４０　固体电子学研究与进展　２６卷　联，这样ＭＡ１的偏置状态就由ＶＢ电压控制。为了　提高线性度，需要使组合的ｇ。曲线中在其工作点附　**坦的范围尽可能大。这需要合理优化ＭＡ１和　ＭＡ２的尺寸以及ＶＢ电压。为了减小辅助支路的延　迟、增大增益，ＭＡ１器件的沟道尺寸可以选择为短　３　电路仿真结果　采用ＳＭＩＣ的０．１８　ｍ　ＲＦ　ＣＭＯＳ库设计了两　个放大器。其中之一是经典的折叠型共源共栅放大　且宽。且为了降低其源极的直流电位，ＭＡ２可以选　用稍长的沟道尺寸。　器，记作ＳＴ，其Ｍ２的沟道长度为０．２４　ｍ；另一个采　用了本文中提到的补偿技术，Ｍ２的沟道长度为　因为亚阈值导电的跨导小，因此本文中线性区　０．３６　ｍ，记作Ｉ　Ａ，分别如图ｌ（ａ）和（ｂ）所示。电路中　ＭＯＳ管补偿的线性化技术相比于使用亚阈区ＭＯＳ　管补偿技术更加优越，可以工作在更高的频率。　为了更好地利用这种补偿技术，要尽量减小Ｍ１　漏极处的电压增益，因为上述分析都是基于漏极到　Ｍ１和ＭＡ１的栅极输入端不存在反馈回路的假设。　由于Ｍｉｌｌｅｒ效应和沟道调制效应，在Ｍ１漏极处过高　的电压会使ＭＯＳ管的非线性行为复杂化。此外，当　Ｍ２源极电压增大时，Ｍ２器件的非线性也会影响整　个电路的非线性。　要减小Ｍ１的漏极电压增益，最佳办法就是减　小从Ｍ２源极看进去的阻抗，因为它与并联Ｉ　Ｃ谐振　回路一起构成了Ｍ１的负载。Ｖｏｌｔｅｒｒａ级数分析也　显示，这有助于提高线性度［　］。　经过简单的计算，可以得到共栅接法的Ｍ２的　输入阻抗的实部为　上７　Ｒｅ（Ｚ．　）一　—　（４）　ｇｍ￣＇ｄｓ　其中，　是其漏极输出电阻，而Ｚ　则是其漏极负载　（这里假设为实数）。因此，在图１（ａ）中ＭＩ漏极电压　增益为　Ａ　＝　．ｇＩｌｄ～ｇ　．１（ｒｄ　＋ＺＬ）　一　（５）　ｇ。ｇｍ，２ｒｄ‘，２　如果在式（５）分子中ｒ山，。占主要地位，则简单地　增大ｇ　，　就可以减小增益。不过，在图１的电路中，　Ｍ２的负载为电感，因此ｚ　通常占主要地位，或者至　少与ｒｄ。，ｚ可比。当沟道长度和栅极偏压固定时，ｇ　‰　几乎不变，简单地通过改变Ｍ２的宽长比　／Ｌ无法　减小增益以　。尽管增大Ｍ２的驱动电压可以减小Ｍ１　的电压增益，但是这会增加功耗。这样，就必须加大　Ｍ２沟道长度以加大　来达到减小Ａ　的目的。　另一方面，从截止频率的角度考虑，Ｍ２的沟道　长度也不能过长，必须使其引起的寄生电容尽可能　小。最后，为了避免Ｉ　ｃ谐振回路引起的信号损失，　必须满足式（６）的条件口　ｇ　＋２＞　０Ｃｄ／ＱＬ　（６）　其中，Ｃｄ是包含寄生电容在内的谐振回路电容，而　Ｑ。　是回路的品质因数。　的电感采用了ＳＭＩＣ提供的片上螺旋电感模型实现。　衰１放大器ＳＴ和ＬＡ的仿真结果　Ｔａｂ．１　Ｔｈｅ　ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＳＴ　ａｎｄ　ＬＡ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ　最初设计时考虑采用ＱＦＮ３２封装，因此在用　Ｃａｄｅｎｃｅ的ＳｐｅｃｔｒｅＲＦ仿真时加入了封装的模型。仿　真结果如表１所示。正如预期，双频测试仿真结果显　示，采用补偿技术将ＩＩＰ。提高了６．７　ｄＢ，而其他性　能指标几乎不受影响。　４　流片测试结果　由于种种原因，最后测试时无法使用ＱＦＮ３２封　装，将使用ＳＭＩＣ　０．１８　ｍ　ＣＭＯＳ工艺制造得到的　裸片管芯粘接在印刷电路板（ＰＣＢ）上，对其进行了　测试。由于信号从芯片到ＰＣＢ上的引线的寄生电　感、电容参数与ＱＦＮ３２封装的寄生参数差别较大，　因此测试结果与带有ＱＦＮ３２封装参数仿真的结果　有一定的偏差。电路板测试条件和结果见表２。　表２放大器ＳＴ和ＬＡ的测试结果　Ｔａｂ．２　Ｔｈｅ　ｍｅａｓｕｒｅｄ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＳＴ　ａｎｄ　ＬＡ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　维普资讯 http://www.cqvip.com １期　曹　克等：一个利用线性区ＭＯＳ管补偿的射频放大器　图３输入大信号时ＬＡ放大器的输出频谱　Ｆｉｇ．３　Ｏｕｔｐｕｔ　ｓｐｅｃｔｒｕｍ　ｏｆ　ＬＡ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ｗｉｔｈ　ｌａｒｇｅ　ｉｎｐｕｔ　ｐｏｗｅｒ　使用Ａｇｉｌｅｎｔ的Ｅ４４６３Ｂ信号发生器和８５６３ＥＣ频谱　仪，对两个放大器进行双频测试（由于中心频率偏　移，两个测试频率分别是１．８６１　ＧＨｚ和１．８６３　ＧＨｚ），得到其ｌｉＰ。。例如，图３中所示是输入功率较　大时Ｉ　Ａ放大器的输出频谱。　吕　要　图４　ＳＴ放大器的ｌｉＰ。测试结果　Ｆｉｇ．４　Ｔｈｅ　ｍｅａｓｕｒｅｄ　ｌｉＰ３　ｏｆ　ｔｈｅ　ＳＴ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ＳＴ放大器的三阶交调项（１．８５９　ＧＨｚ及１．８６５　ＧＨｚ）和所需放大的信号的功率随输入信号变化的　关系如图４所示，可以看出其ｌｉＰ。为３．５　ｄＢｍ。Ｉ　Ａ　放大器的测试结果如图５所示。当其输入级的栅级　和　Ｂ的偏置条件与ＳＴ放大器一致时，其结果如图　５中实线所示，测得ｌｉＰ。为８．４　ｄＢｍ，比ＳＴ放大器　提高了约５　ｄＢ。　为了进一步验证ｌｉＰ。的提高确实来自于采用　的补偿技术后的三阶特性的互相抵消，测试了保持　其他偏置条件不变时不同ＶＢ偏置条件下的电路的　ｌｉＰ。。随着ＶＢ的增大，Ｉ　Ａ放大器的增益也随ＭＡ１　工作点逐渐进入饱和区而提高。同时，尽管消耗的功　耗增大，放大器的线性度反而下降，例如当ＶＢ为　０．９　Ｖ时，其ⅣＰ。降至１．３　ｄＢｍ（如图５中虚线所　示），而输出三阶交截点功率（０ＩＰ３）也小于ＭＡ１工　作在线性区时的ＯＩＰ３，这是因为当ＭＡ１与Ｍ１一样　工作在饱和区时，补偿作用不再存在了。由此可以证　明，本文提到的线性化确实来源于两信号支路三阶　转移特性的互相抵消作用。　Ｏ　吕　一２Ｏ　曼　－４０　—６Ｏ　一８０　２５　２Ｏ　１５　１Ｏ　５　Ｏ　５　ｌ０　１５　／ｄＢｍ　图５　ＬＡ放大器的ｌｉＰ　测试结果　Ｆｉｇ．５　Ｔｈｅ　ｍｅａｓｕｒｅｄ　ｌｉＰ３　ｏｆ　ｔｈｅ　ＬＡ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　表２列出的测试的结果显示表明采用补偿技术　不会影响放大器的其他性能指标。　放大器的Ｓ参数和噪声参数分别使用Ａｇｉｌｅｎｔ　公司的８７５３ＥＳ网络分析仪和Ｎ８９７３Ａ噪声分析仪　测得。由于直接在ＰＣＢ上焊接测试时金焊丝寄生电　感偏大而寄生电容很小，与ＱＦＮ３２封装的寄生参数　相差很大，造成放大器的中心频率从设计的２．１５　ＧＨｚ偏移到１．８６　ＧＨｚ，这也影响到了放大器的匹　配、增益和噪声特性。尽管如此，两个测试的放大器　ＳＴ和ＬＡ电路是在同样设计的ＰＣＢ上焊接测量，因　此它们受到了同样寄生效应的影响。考虑直接在　ＰＣＢ的寄生模型，重新对电路进行仿真，仿真结果　与测试结果接近，证明两个电路ＰＣＢ测量结果与它　们用ＱＦＮ３２封装模型设计仿真结果之间的差异基　本上是由金属焊丝引线的寄生参数引起的。因此，尽　管ＰＣＢ上测量结果与采用ＱＦＮ３２封装的仿真结果　有所不同，仍然可以通过比较两个电路的测量结果　来估计补偿技术对放大器其他性能的影响。比较Ｉ　Ａ　放大器与ＳＴ放大器的测量结果，可以看出，采用补　偿技术后Ｉ　Ａ放大器的线性度有很大提高，而对功　耗和噪声性能的影响很小。　最后，实测结果也显示两个电路都可以低电压　工作，它们的供电电压降到１　Ｖ以下时仍然能够正　常工作。　维普资讯 http://www.cqvip.com ４２　固体电子学研究与进展　２６卷　［１０］Ｋｉｍ　Ｔ　Ｗ，Ｋｉｍ　Ｂ。Ｌｅｅ　Ｋ．Ｈｉｇｈｌｙ　ｌｉｎｅａｒ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ　ｆｒｏｎｔ—　５　结　论　提出了一个采用补偿技术的低电压ＣＭＯＳ射　频放大器。流片测试结果表明采用并联线性区的　ｅｎｄ　ａｄｏｐｔｉｎｇ　ＭＯＳＦＥＴ　ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ　ｂｙ　ｍｕｌｔｉｐｌｅ　ｇａｔｅｄ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ［Ｊ＇］．ＩＥＥＥ　Ｊ　Ｓｏｌｉｄ—Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，２００４；３９（１）：２２３—２２９　［１１］　Ａｐａｒｉｎ　Ｖ．Ｌａｒｓｏｎ　Ｌ　Ｅ．Ｍｏｄｉｆｉｅｄ　ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ　ｓｕｐｅｒｐｏｓｉｔｉｏｎ　ｍｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　ｌｉｎｅａｒｉｚｉｎｇ　ＦＥＴ　ｌｏｗ—ｎｏｉｓｅ　ＭＯＳ管可以有效改善折叠式共源共栅放大器的　ｌｉＰ。而基本不影响电路的其他性能。　参　考　文　献　［１］　Ａ　ｐａｒｉｎ　Ｖ・Ｌａｒｓｏｎ　Ｌ　Ｅ．Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ　ｏｆ　ｃｒｏｓｓ—ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ　ｉｎ　ＣＤＭＡ　ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ［Ｊ］．　ＩＥＥＥ　Ｊ　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｔｈｅｏｒｙ　ａｎｄ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，２００３；５　１　（５）：１　５９ｌ—ｌ　６０２　［２］　Ｒａｚａｖｉ　Ｂ．ＣＭＯＳ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ａｎａｌｏｇ　ａｎｄ　ＲＦ　ｄｅｓｉｇｎ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｊ　Ｓｏｌｉｄ—Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，ｌ９９９；３４（３）：２６８—２７６　［３］　Ａｂｉｄｉ　Ａ　Ａ，Ｐｏｔｔｉｅ　Ｇ　Ｊ，Ｋａｉｓｅｒ　Ｗ　Ｊ．Ｐｏｗｅｒ—Ｃｏｎｓｃｉｏｕｓ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ａｎｄ　ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＩＥＥＥ，２０００；８８（１０）：１　５２８一ｌ　５４５　［４］　Ｔｃｏｌｅ　Ｂ，Ｐｌｅｔｔ　Ｃ，Ｃｌｏｕｔｉｅｒ　Ｍ．ＲＦ　ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ｉｍｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　ｏｆ　ｍｏｄｅｒａｔｅ　ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｅｎｈａｎｃｅｄ　ｌｉｎｅａｒ　ｒｅｇｉｏｎ　ｉｎ　ＭＯＳＦＥＴｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｊ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ａｎｄ　Ｓｙｓｔｅｍｓ～Ｉ：　Ｒｅｇｕｌａｒ　Ｐａｐｅｒｓ，２００４；５１（２）：３１９—３２８　［５］　Ｌｉｎ　Ｍ。Ｌｉ　Ｙ．Ｃｈｅｎ　Ｈ．Ａ　ｎｏｖｅｌ　ＩＰ３　ｂｏｏｓｔｉｎｇ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｕｓｉｎｇ　ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ　ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ　ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ　ｍｅｔｈｏｄ　ｆｏｒ　５　ＧＨｚ　ＣＭＯＳ　ＬＮＡ［Ａ］．Ｉｎ：Ｄｉｇｅｓｔ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｐａｐｅｒｓ　ｏｆ　ＲＦＩＣ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ［Ｃ］．ＩＥＥＥ　Ｐｒｅｓｓ，２００３：６９９—７０２　［６］　Ｄｉｎｇ　Ｙ，Ｈａｒｊａｎｉ　Ｒ　Ｙ．Ａ＋１８　ｄＢｍ　ｌＩＰ３　ＬＮＡ　ｉｎ　０．３５　“ｍ　ＣＭＯＳ［Ａ］．Ｄｉｇｅｓｔ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｐａｐｅｒｓ　ｏｆ　ＩＳＳＣＣ　［Ｃ］．ＩＥＥＥ　Ｐｒｅｓｓ，２００１：１６２—１６３　［７］　Ｆｏｎｇ　Ｋ　Ｌ，Ｍｅｙｅｒ　Ｒ　Ｇ．Ｈｉｇｈ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ｏｆ　ｃｏｍｍｏｎ－．ｅｍｉｔｔｅｒ　ａｎｄ　ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａ１．．ｐａｉｒ　ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ｓｔａｇｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｊ　Ｓｏｌｉｄ—Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ．１９９８｝３３（４）：５４８—５５５　［８］　Ｆｏｎｇ　Ｋ　Ｌ．Ｈｉｇｈ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ｏｆ　ｌｉｎｅａｒｉｔｙ　ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｏｆ　ｃｏｍｍｏｎ—ｅｍｉｔｔｅｒ　ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ｓｔａｇｅ　ｕｓｉｎｇ　ａ　ｌｏｗ—－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ—－ｔｒａｐ　ｎｅｔｗｏｒｋ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｊ　Ｓｏｌｉｄ—Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，２０００　ｌ　３５　（８）：１　２４９—１　２５２　［９］　Ａｐａｒｉｎ　Ｖ，Ｐｅｒｓｉｃｏ　Ｃ．Ｅｆｆｅｃｔ　ｏｆ　ｏｕｔ—ｏｆ—ｂａｎｄ　ｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎｓ　ｏｎ　ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ　ｉｎ　ｃｏｍｍｏｎ—ｅｍｉｔｔｅｒ　ｃｉｒｃｕｉｔｓ［Ａ］．Ｄｉｇｅｓｔ　ｏｆ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ［Ｃ］．ＩＥＥＥ　ＭＴＴ—Ｓ，１９９９；３：　９７７—９８０　ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｊ　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｔｈｅｏｒｙ　ａｎｄ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ．２００５；２（５３）：５７１—５８１　ｒ１２］Ｔａｎａｋａ　Ｓ．Ｂｅｈｂａｈａｎｉ　Ｆ，Ａｂｉｄｉ　Ａ　Ａ．Ａ　ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　ｆｏｒ　ＣＭＯＳ　ＲＦ　ｐｏｗｅｒ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ［Ａ］．　Ｄｉｇｅｓｔ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｐａｐｅｒｓ　ｏｆ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　ｏｎ　ＶＬＳＩ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ［Ｃ］．ＩＥＥＥ　Ｐｒｅｓｓ，１　９９７：９３—９４　［１３３　Ｙｏｕｎ　Ｙ　Ｓ，Ｃｈａｎｇ　Ｊ　Ｈ．Ｋｏｈ　Ｋ　Ｊ．ｅｔ　ａ１．Ａ　２ＧＨｚ　１６ｄＢｍ　Ｐ３　ｌｏｗ　ｎｏｉｓｅ　ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ｉｎ　０．２５　ｍ　ＣＭＯＳ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ［Ａ３．Ｄｉｇｅｓｔ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｐａｐｅｒｓ　ｏｆ　ＩＳＳＣＣ　［Ｃ］．ＩＥＥＥ　Ｐｒｅｓｓ，２００３：１：４５２—５０７　［１４］Ａｂｏｕ—Ａｌｌａｍ　Ｅ，Ｎｉｓｂｅｔ　Ｊ　Ｊ，Ｍａｌｉｅｐａａｒｄ　Ｍ　Ｃ．Ａ　ｌｏｗ—　ｖｏｌｔａｇｅ　１．９－ＧＨｚ　ｆｒｏｎｔ—ｅｎｄ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ　ｉｎ　０．５－“ｍ　ＣＭＯＳ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｊ　Ｓｏｌｉｄ—Ｓｔａｔｅ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ．　２００１；３６（１０）：ｌ　４３４—１４４３　［１５］Ｌｅｅ　Ｔ　Ｈ．Ｔｈｅ　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ＣＭＯＳ　Ｒａｄｉｏ—Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔｓ［Ｍ］．Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ：Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　Ｐｒｅｓｓ。１９９８：２７３—３０７　曹　克（ＣＡＯ　Ｋｅ）　男．分别于１９９６年和　１９９９年获得清华大学电子工程系学士和　硕士学位．１９９９年７月至２０００年８月在上　海电信技术研究所从事科研工作　２０００　年９月进入清华大学电子工程系攻读博　士学位．主要从事ＣＭＯＳ射频集成电路　设计研究。　杨华中（ＹＡＮＧ　Ｈｕａｚｈｏｎｇ）男，教授。博　士生导师，主要从事低功耗系统结构与电　路技术、数字信息处理芯片、ＣＭＯＳ射频　集成电路和微系统芯片的设计与验证方　法的研究。　汪慧（ＷＡＮＧ　Ｈｕｉ）女，教授．博士生　导师，主要从事低功耗系统结构与电路技　术、ＣＭＯＳ射频集成电路和微系统芯片的　设计和验证方法的研究。