多电平逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。二极管箝 位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平电路为主，一般不 超过五电平。飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电压平衡控制及冗余开关状态 优化的问题，实际应用较少。
级联型多电平逆变器，又称链式逆变器，以普通的单相全桥（
H 桥）逆变器为基本单
元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电平数也越多。它的优点是不存在 电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合 7 电平、9电平及以上的多电平应用， 是目前应用最广的多电平电路。缺点是需要多路独立的直流电源且不易实现四象限运行。 多电平逆变器的PWM控制策略可分为：
在上述的多电平逆变器的 PWM空制法中，空间电压矢量控制法适用于三-五电平的逆 变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢量数目较多，控制算法复杂，不适合用该方 法。对于五电平以上的多电平逆变器，适合采用载波调制
PWM控制法。
载波层叠PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，既可用于二极管箝位型和飞跨电容 型逆变器，也可以应用于具有独立直流电源的级联型逆变器。载波移相 频率优化PW控制法，则适合于级联型多电平逆变器。
开关频率优化PWM控制法由于正弦调制波中加入了三次谐波，因而只适用于三相多电 平逆变器。
对于三相具有独立直流电源的级联型多电平逆变器，载波移相和开关频率优化结合的 PWM控制法，可提高等效开关频率，控制效果更好。
多电平三相逆变器中，空间矢量密集，可供选择的矢量模大小种类很多，电压合成更 加接近正弦波，所以多电平的空间电压矢量法控制进度高，输出电压的谐波含量小。但在 电平数在5电平以上的多电平逆变器中，此时空间电压矢量
PWM控制法和开关
PWI法控制算法非常复杂。
一、NPC型多电平逆变器 优点： 1）可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率； 2）电平数越 大，输出电压的谐波含量就越少，输出电压波形与正弦波就越接近； 3）可直接实现大功 率和高电压，功率变换装置的成本降低。
缺点： 1）每相桥臂开关器件的工作频率不同，造成了各开关器件的负荷不一致；
2）对于
m电平电路来说，每个桥臂需要（m-1） （m-2）个箝位二极管，即随着电平数的增加，所需 箝
位二极管数目将快速增加，成本增加； 3）电平数越大，利用冗余开关状态来平衡分压 电容的电压平衡的控制算法就越复杂。
二极管箝位型三电平逆变器
1. 拓扑结构 三电平逆变器共有 3=27 的空间电压矢量， 3 个零矢量，独立的空间电压矢量有 19 （=1+1*6+2*6）个， 60°区域小三角形个数为 1+3=4。 2. 控制策略
1） 开关频率优化PWM控制法
具体做法是在正弦调制波中加入零序分量，或者正弦波改成梯形调制波，目的是将正 弦波的波顶压平，降低开关频率，提高直流电压利用率。但这种方法只适用于三相三线制 逆变器。
该方法可以在以下几方面达到优化：中点电压平衡；提供直流电压利用率；降低开关 损耗。实际上，这种正弦调制波加入零序谐波的方法本质上与电压空间矢量 的，相当于在半开关周期的始末端均匀分布零矢量。
3
PW法是一致
2） 特定谐波消除PWM控制法
该方法是以消除输出电压波形中某些特定的低次谐波为目的的一种
PWM控制法。有如
下优点：可降低开关频率，降低开关损耗；在线相同开关频率下，可以生成最优的输出电 压波形；可以通过控制得到较高的基波电压，提高直流电压利用率。难点是必须用牛顿迭 代法解非线性方程组，运算时间长，无法在线计算。
3） 三相三电平NPC型逆变器的SVPW控制策略
实现步骤：首先确定参考矢量所在的扇区及其所在的小三角形，确定合成参考电压矢 量的三个基本矢量；确定三个基本矢量的作用时间，即每个电压矢量对应的占空比（伏秒 平衡）；确定各个基本电压矢量所对应开关状态；确定各开关状态的输出次序（七段式或 者五段式）以及各相输出电平的作用时间。
4） 基于60°坐标系的三电平二极管箝位型逆变器 SVPW方法
① 坐标变换
采用的60°坐标系为g-h坐标系，取g轴与a轴重合，逆时针旋转60°为h轴，设参 考矢量 ，坐标系aB到g-h坐标系的坐标变换公式为： 则坐标系 a-b-c 到 g-h 坐标系的坐标变换公式为： 归一化处理后（矢量坐标整数化） ，将三电平逆变器的基本矢量变换至 g-h 坐标系，得到 的变换到 60°坐标系下三电平逆变器的空间矢量图如图所示： ② 矢量分区方法
扇区的确定方法：空间矢量图可分成 6个扇区（A-F）,设参考电压矢量在60°坐标系 中的坐标为
。参考矢量所处的扇区的位置可以通过下表判断得到。
小三角形的确定方法：每个扇区可分为 4个小三角形，根据下表的简单计算就可确定 参考矢量所在的区域。选取处在参考矢量所在小三角形的三个顶点的矢量作为合成参考矢 量的基本矢
量。
③ 矢量作用时间
对于一个给定的参考矢量 基本矢量的作用时间或占空比：
④ 输出开关状态的确定 设这三个基本矢量 则对应的开关状态为 则开关矢量为 在满足■ • ' 本矢量 \"
■
'的条件下，选择不同的i就可以得到三个最近基
，在60°坐标系中运用伏秒平衡即可求得各个
' 所对应的全部开关状态。
基于60°坐标系的三电平NPC逆变器SVPWIM法能够很好地实现三电平电压 PW波的 输出，其特点是能够将SVPW算法极大简化，准确地确定参考电压矢量落入的矢量三角形 和计算各个基本矢量的作用时间。
二极管箝位型五电平逆变器
1. 拓扑结构
单相二极管箝位型五电平逆变器的拓扑结构。 电路由4个等值分压电容、8个IGBT串 联构成的开关器件 Q-Q4, Q'-Q4，12个箝位二极管组成。该拓扑结构的原理是：采用多 个箝位二极管对相应的功率器件进行箝位，利用多种开关组合来合成所需的不同电平。 输出电压与开关管的关系见下表。
可见，上下桥开关状态互补，即当开关对的其中一只开关导通时，另一只则关断（控制脉 冲相反）。该电路有4个互补对：（Q、Q'）、（Q、Q'）、（Q、Q'）、（Q、Q'）。且在控制 过程中，每相电位只能向相邻电位过渡，不允许输出点位的跳变，这和三电平的情况是相 同的。
五电平逆变器共有 5=125种电压空间矢量,则有5个零矢量，独立的电压矢量为
3
1+1*6+2*6+3*6+4*6=61 个，60。区域小三角形个数为 1+3+5+7=16
钳位二极管S1所需承受的反相电压为Ed/4，而钳位二极管S2所需承受的反相电压确 为
Ed/2，钳位二极管S3所需承受的反相电压为3Ed/4。这样,就存在每个钳位二极管所需 承受的反
相电压不一致的问题。同理，在下桥臂也存在这种问题。
为此，需在原来的拓扑结构上加以改进。如果在箝位二极管 极管，则每个箝位二极管所需承受的反相电压均为
S2上串联相同等级的二
Ed/4;在箝位二极管S3上串联相同等
Ed/4。对于下桥臂也采
级的2个二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相耐压值也均为
用类似的串联二极管的方法，从而可以解决这类问题。这样，五电平逆变器的拓扑结构就 转变成如图a所示形式。
这种改进方案仍存在一定问题。例如 S10, S11, S6仅仅是简单的串联，但由于二极 管开
关特性的多样性，以及其参数离散性，可能导致串联二极管上出现过电压 ，因而需要引 入较大的RC缓冲网络，导致整个系统昂贵且体积庞大。为此，把图 a所示的五电平逆变 器电路进一步改进成如图b所示的电路。其工作原理与前面分析的结果类似。
2. 基于60°坐标系的多电平二极管箝位型逆变器 SVPW方法
上图是基于60°坐标系的五电平逆变器的电压空间矢量图， 坐标变换和扇区判定和三电平 相同，不同的是五电平的一个扇区（以 A区为例）有1+3+5+7=16个小三角形，确定参考 矢量落入矢量三角形的判定方法可参见下表。
输出开关状态的确定和三电平的类似：设这三个基本矢量 则对应的开关状态为 则开关矢量为
在满足u曲的条件下，选择不同的i就可以得到三个最近基本矢量 匕 叽心 所对应的全部开关状态。
根据这种控制方法，对五电平NPC逆变器进行仿真，得到它的线电压 SVPWM真波 形。 二、飞跨电容型多电平逆变器
优点：1）电平数易于扩展，且控制方式较为灵活； 2）有功和无功功率可控；3）可利用 大量的开关状态组合的冗余，进行电压平衡控制。
缺点：1）需要大量的箝位电容，m电平逆变器需要（m-1）（m-2）/2个箝位电容，逆变器 的可靠性较差；2）功率变换控制电路困难，开关频率和开关损耗较高，且对逆变器的控 制算法要求较高。
飞跨电容型三电平逆变器
1. 拓扑结构
飞跨电容型五电平逆变器
1. 拓扑结构
图为飞跨电容型五电平逆变器拓扑结构。 由 4个等值且电位相等的分压电容， 8个 IGBT 串联构成的开关器件Q-Q4, Q'-Q4‘，和6个箝位电容组成。电路采用的是跨接在IGBT器 件之间的电容代替二极管来进行电平箝位，且各个电容器件所承受电压是直流侧一支电容 的电压值。工作原理和二极管箝位电路相同。 输出电压和开关管开关状态如下表。可见此电路在输出电压合成方面，功率开关状态的选 择灵活性更大。 三、级联型多电平逆变器
优点：1）m电平的级联型逆变器，所需独立电源和 H桥的个数为（m-1）12 ； 2）和箝位型 逆
变器相比，当输出的电平数相同时，所需的元件数目最少，易于实现模块化； 3）控制
方法简单，每级可以单独控制； 4）损耗小，效率高，谐波含量小，能有效减少对电网的 污染；
5）易采用软开关技术， 可以避免笨重、 耗能的阻容吸收电路； 6）直流侧相互独立， 可以解
决电压均衡等问题。
缺点： 1）四象限运行困难； 2）需要多个独立的直流电源。
级联型五电平逆变器
1. 拓扑结构
传统的级联型五电平逆变器电路如图所示。由两个单相全桥逆变单元（ H桥）串联而 成。（2H桥：两个两电平半桥逆变器组成的逆变桥；3H桥：两个三电平半桥逆变器组成的 逆变桥。）
2H桥级联型三相五电平逆变器的拓扑如图所示。 此电路可以接成星形，也可以接成三
角形。
2H桥的数学模型
级联型逆变器主电路以2H桥作为基本单元，因此应建立其数学模型。2H桥单元的等 效电路如图所示。在分析其数学模型前 , 首先应作以下假设： （l ）直流侧为一个恒定直流源，母线电压恒定；
（2）采用可以双向导通的全控型主开关器件和反并联二极管，不考虑器件换流过程。 等效电路中的变量定义为 :
Ud、id分别为直流侧电压和电流；
UL、UR分别为
2H桥左、右桥臂中点电压与直流侧负极电压之差， 即左右桥臂的输出电压；
UH、iH分别为2H桥的输出电压与输出电流；
Si、S2、S3、S4分别为四个主开关管的开关状态，由相应器件的控制信号决定,其值为1时 表示
器件导通，为0时表示器件关断。
SL、SR分别为左、右桥臂的状态变量，同一桥臂的两个主开关不能同时导通，因此SL、 SR
在正常工作时只有1或0两种状态，表示上下桥臂不能同时导通，即
Si与£的控制信
号反向，S3与S4的控制信号反向，开关状态与控制信号的对应关系为： 即 左右桥臂的输出电压分别为
2H 单元输出电压为 直流侧电流为 2. 控制策略
1）三角载波移相PWM PSPWM控制法
级联型多电平逆变器的控制方法特别是 H桥串联的多电平逆变器的控制方法，多采用 三角
载波移相PWMPSPWM控制方法，其基本思想为：对于 m电平逆变器，采用m-1个幅 值和频率相同、相位相差 360/（m-1） 的三角波与调制波进行比较， 可以生成相对独立的 （m-1） 组
PWM脉冲信号，去驱动（m-1）/2个功率单元，利用各单元的输出叠加形成多电平
形，波形等效开关频率变为原来的（m-1）倍。
PWM波
它与其他的PW控制方法相比有如下优点：1）在任何调制度下，输出电压保持相同 的开关频率。而其他的PW控制方法在调制度降低时，会出现部分 H桥单元没有PW电压 输出，造成输出电压开关频率的下降，输出电压的谐波增加。
2）H桥单元间不存在输出功
率不平衡的问题。因为在 PSPW控制方法下，各级之间的输出电压的 PWM波形基本一致。 3）与主电路的模块化结构相一致，PSPW控制方法中针对各个H桥单元的载波和调制波也 呈现模块化结构。4）对于同样的三角载波频率，PSPW控制方法的输出电压频率是载波频 率的N倍（N为串联H桥单元个数，载波的移相角为2dN）。
2）载波层叠PWI控制法
其基本思想为：对于m电平逆变器，每相采用m-1个具有频率和幅值相等，呈对称分布 的三角波为载波 ,采用上下连续层叠的方式 ,与同一个调制波 （一般是正弦波）进行比较,在 采样时刻根据三角载波与正弦调制波比较的结果去驱动逆变器的功率开关：若正弦波幅值 大于三角波幅值 ,对应的功率开关器件导通 ,否则关断。通过对开关器件的控制可以得到不 同的输出电平。根据三角载波相位的不同 , 可分为同相层叠式、正负反相层叠式和交替反 相层叠式三种
从消除谐波的角度来看，同相层叠PWM法的消谐波性能最好，尤其是线电压谐波性能， 交替反相层叠法相对次之 ,正负反相层叠法消谐波的效果最差。
载波层叠PWM法的优点是：能大大降低输出电压的谐波含量，输出特性好， 等效开关频率高，输入和输出呈现线性关系且控制简单，易于实现，适用于任何电平数的 多电平逆变器，可以在整个调制比变化范围内工作；其缺点是：调制度较低时，基波电压 幅值小，电压利用率低，且没有很好考虑中点电压的控制问题。
3）2H桥级联型五电平逆变器的空间矢量 PWM控制法
m电平逆变器每一相由（m-1）/2个H桥单元组成，五电平逆变器对应的开关状态数为 5=125，基本矢量数为 61，开关状态数大于基本矢量数，即存在一个基本矢量对应多个开 关状
态的情况：此即多电平逆变器空间矢量的冗余特性。空间矢量的冗余特性使得控制更 加灵活。
七电平级联型逆变器
3
1. 拓扑结构
1） 直流电源相等的由三级2H桥串联的七电平逆变器：
2） 采用直流侧电源电压不等的 2H桥级联的混合七电平逆变器：
采用直流侧电源电压不等的2H桥级联是为了在单元数相同的情况下，输出更多的电 平数，以达到输出电压波形效果越好的效果，即输出波形中谐波含量越少。如果各级直流 电压等级按照
1:4来进行设置，则会出现 1个单位电平的电压跳变，无法输出连续的电平 数，因此没有实际
应用价值。在输出电压不跳变的情况下，可以分为电压比为1:2:2 ：…:2
2
N-1
2N-1
和1:3:3
：…:3 （N为每相基本单元数）两种情况。不同电压比的混合单元级联输出电平 数与使用器
件数的比较如下表所示。
2.控制策略
1）基于七电平级联型逆变器的载波层叠调制方式
① 载波同相调制方式（PD ② 载波反相调制方式（POD ③ 载波交替反相调制方式（APOD
从消除谐波的角度来看，载波同相调制方式（PD）的消谐波性能最好，尤其是消除线 电压波形中的谐波性能最优，载波依次反相调制方式（APOD次之，载波反相调制方式（POD 的效果最差。
2）三角载波移相PWM控制法 3）参考矢量移相SVPWMM
该方法的基本思想是将载波移相 PWM法与传统两电平空间矢量PWM法结合起来，综合 两种调制方法的优点，达到高性能的控制效果。对参考矢量移相 SVPW法研究的关键在于 找出使各级单元串联后输出多电平的控制规律。
参考矢量移相SVPW调制方法的基本原理是：将级联的各逆变器功率单元的参考矢量 初始角进行移相。
下图为由N个两电平逆变器单元组成的 N级单元级联三相电压型逆变器。 第一个基本功率单元的参考矢量初始角为
0 =0第二个基本功率单元的参考矢量初始
0=2 n （N1）/（kcN）;其中
角为0=2 n /CN），…，第N个基本功率单元的参考矢量初始角
kc
为频率调制比。级联型多电平逆变器各基本功率单元参考矢量初始相位角依次相差：
对于N个三相电压型逆变器基本功率单元组成的多电平逆变器，第 n个基本功率单元 的初始角0=2 n （N1）/（kcN），这个单元在第k个采样周期对应参考矢量的位置角为 0k）与其 所在的扇区m以及相对角度0的关系如下：
其中，m取值范围为1-6，0取值范围为0-n /3确定m与0之后，就可以确定对应的基本空 间电压矢量，并可以计算出基本空间电压矢量的作用时间。
上图为一个一级2H桥级联型三相逆变器，共有六个桥臂，可分成两组：左桥臂
LA、
LB LC和右桥臂RA RB RC对其进行分别控制可得两个电压矢量：左桥臂电压矢量和 右桥臂电压
矢量。
相电压UAN、UBN、UCN合成的电压矢量U（UAN、UBN、UCN）则为左桥臂电压矢量 UL（ULN、
ULN、ULN）与右桥臂电压矢量 UR（ URN、URN、URN）之差,即
UL和UR可以由下图所示的两级两电平单元级联的三相电压型逆变器电路生成。
用第一个逆变器单元A相桥臂A1的主开关驱动信号去驱动 A相电路左桥臂LA的主开关； 将第二个逆变器单元A相桥臂A2的主开关驱动信号反相后去驱动图中 A相电路右桥臂RA 的主开关。对于B相和C相，控制方式与A相相同。这样，就将2H桥级联型逆变器转换成 了传统的两电平逆变器，SVPW调制方法就能直接应用于2H桥级联型逆变器。实际上，经 过这种方式的转换后，这两种结构的逆变器输出的线电压波形是相同的。
SVPW方法可以直接应用于一级2H桥级联的三相逆变器电路，那么，对于 N级2H桥 级联的
三相逆变器电路，则可以运用参考矢量移相
SVPW法来进行调制。
对于图所示的N级2H桥级联的三相逆变器电路，同级的三个 2H桥采用上述的两电平
SVPW方法进行控制，2H桥单元的左右桥臂参考矢量的相位相差 180°。为了使各单元输 出电压
波形不是简单的幅值叠加，应采用参考矢量移相 SVPW方法,即各级之间同侧桥臂 的参考矢量初始相位角依次相差 n(kcN)。
N级2H桥级联的三相逆变器电路的参考矢量移相 SVPW法的原理如图所示。
参考矢量移相SVPW控制算法与传统两电平SVPW算法相比，只是对参考矢量进行了 移相，各级2H桥单元的电压矢量在作用时间上相差 n(kcN) (kc为频率调制比)，参考矢量 移相SVPW法在没有增加算法的复杂度的前提下，实现了高性能的控制。N级2H桥级联的 三相逆变器采用参考矢量移相 SVPW法,每一个2H桥输出电压为三电平，N级级联的相电 压输出波形为 2N+l 电平，线电压输出波形为 4N+l 电平。
采用参考矢量移相SVPW控制算法的3级2H桥级联三相七电平逆变器的仿真波形。 参考矢量移相SVPW法的直流电压利用率比传统载波移相 PW碉制高15流 右，其线电压谐波含量相对也比较低。
4) 载波PWM6制法与参考矢量移相SVPW法的比较
载波PWI控制法分为载波层叠PWI控制方法与载波移相PWI控制方法。载波层叠PWM 法在
控制过程中，基本功率单元的器件导通时间不同，其开关损耗也会不相同，因此散热 也不相同。在控制过程中存在电源输出功率分布不均衡的问题。载波层叠
PWI控制需要较
高频率的载波。就原理来说，APO腔制方法是来源于载波移相 PWM控制法，而PD与 POD 则可以看成是APOD勺派生或扩展。 两种方法的不同点如下：
(l )载波移相PWM方法主要目的是让逆变器输出电压近似于正弦，其输出电流会受到负 载的影响，对于磁场形状是间接控制的；参考矢量移相 个整体，依据跟踪电机的圆形旋转磁场达到控制 直接的。
(2) 载波移相PWM方法采用正弦波或注入谐波分量正弦波作为调制波，依据载波与调制 波交接点确定逆变器主开关器件的开关时刻；参考矢量移相
SVPW方法将逆变器与电机看成一
PWMI压的目的，因此对于磁场的控制是
SVPW方法是将参考电压矢量
分解成相邻的空间电压矢量，直接计算逆变器主开关器件的开关时刻。
(3) 传统载波移相PWM方法的最大调制比M=1,而参考矢量移相SVPWI方法产生的最大等 效调制比M>l，其基波电压的幅值比传统载波移相 PWM方法的基波电压幅值高15流右， 因此，参考矢量移相SVPW调制方法在直流电压利用率方面占优。
(4) 参考矢量移相SVPW方法由于在采样周期内插入了零矢量而使开关频率得到降低， 在器件使用效率方面，比传统载波移相 PWI方法更有优势。 两种方法的相同点如下：
(1) 均采用移相叠加的思想。传统载波移相PWM方法通过载波移相使等效开关频率增加： 而参考矢量移相SVPWJ方法是通过参考矢量初始角进行移相来增加等效开关频率。两种方 法的本质都是通过移相叠加来增加等效开关次数。
(2) 如果在传统载波移相PW方法的调制波中叠加一个三的整数倍次谐波分量，可以得 到一个马鞍形的调制波，这样进行调制的结果与参考矢量移相
SVPW方法产生的结果是-
样的。后者的空间电压矢量切换点的波形也是一个马鞍形的调制波，因此 , 这两种方法可 以看成是一个马鞍形的调制波与三角载波进行规则采样后的脉冲去控制逆变器的主开关 器件。两种方法的本质是一样的。
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