LED路灯的散热及驱动芯片介绍(下)

中国照明电器　１４　ＣＨＩＮＡ　ＬＩＧＨＴ＆ＬＩＧＨＴＩＮＧ　２０１１年第４期　ＬＥＤ路灯的散热及驱动芯片介绍（下）　陈传虞　Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｈｅａｔ　Ｓｉｎｋｉｎｇ　ａｎｄ　Ｄｒｉｖｉｎｇ　Ｃｈｉｐ　ｏｆ　ＬＥＤ　Ｒｏａｄ　Ｌａｍｐ（Ⅲ）　Ｃｈｅｎ　Ｃｈｕａｎｙｕ　（续上期）　３．３．７锁闭输入　ＮＣＰ１６５２有一个专用的锁闭输入电路，在出现　ｃ（。ｎ，　Ｖｃｃ（ｏｆｆ）　过温、过压故障时可以很容易地将控制器锁闭，如图　２１所示。　如Ｌａｔｃｈ．Ｏｆｆ脚的电压拉低到１Ｖ以下或拉高到　６．５Ｖ以上，则控制器锁闭。一旦控制器被锁闭，　ＯＵＴＡ　ＯＵＴＡ无输出，而ＯＵＴＢ产生最后一个脉冲，结束振　荡周期，在ＯＵＴＢ以后不再有脉冲产生。图２２说明　Ｌａｔｃｈ．Ｏｆｆ、Ｖｃｃ、ＯＵＴＡ、ＯＵＴＢ间的时序关系。　０ＵＴＢ　ＩＩｌｌｌＩｌｌｌｌｌＬ　Ｉ・～　７－最后一个　过压ｏｖＰ比较器　Ｌａｔｃｈ—Ｏｆｆ　ｌＩ洲川…９　；Ｉ。叽　脉冲　锁闭高电平　锁闭低电平　图２２在锁闭时Ｌａｔｃｈ－Ｏｆｆ、Ｖｃｃ、ＯＵＴＡ、　ＯＵＴＢ间的时序关系　和电容ｃ。、ｃ：构成低通滤波器，其谐振频率分别为：　图２ｌ在过温、过压下将控制器锁闭　ｃ，：————　＝＝＝＝１　：６０．０（ｋＨｚ）‘　　３．４用ＮＣＰ１６５２组成的９０Ｗ　ＬＥＤ路灯驱动电路　利用ＮＣＰ１６５２可以组成驱动９０Ｗ　ＬＥＤ路灯的　电路，如图２３所示，电路元件参数列于表３。　３．４．１输入电路采用ＥＭＣ电路，它包括共模电感　Ｊ　ｃ２　—————　＝＝２１Ｔ×、　丽ｒ：：４９．５（ｋＨｚ）　一一、　当根据ＩＥＣ　６１０００—４—６的谐波限值要求进行　测试、采用上述滤波电路元件参数时，要求对于　７０ｋＨｚ的信号至少有一２４　ｄＢ的衰减。　输入交流电压经整流桥（也可以用４个１Ｎ５４０６　整流二极管）整流、小电容Ｃ　滤波，其电压基本上按　正弦变化，为功率因数校正电路提供纯正的单向正弦　ＬＦ，、ＬＦ　，差模电容ｃ　、Ｃ：、Ｃ，，Ｙ电容Ｃ　。、Ｃ　：等元　件。在原边地与大地ＧＮＤ间接电容Ｃ：。以及输出地　与原边地之间接电容Ｃ　，都是为了减少高频干扰窜　入电网，有助于满足电磁兼容的要求。共模电感　ＬＦ。、ＬＦ：有漏感，分别约１５　Ｈ和２２　Ｈ，它们分别　信号，以便得到较高的功率因数。　陈传虞：ＬＥＤ路灯的散热及驱动芯片介绍（下）　１５　５　６吡　图２３用ＮＣＰ１６５２组成的９０Ｗ　ＬＥＤ路灯驱动电路　表３　图２３中各元件参数　３．４．２输入电压经　ＶＤ　、Ｃ　半波整流，组成峰值电流　成正比，经ＶＤ　、ＶＳ：加到Ｌａｔｃｈ～ｏｆｆ（８）脚。如其电　压过高，即出现过电压，且使（８）脚的电压超过锁闭　关断的高电平　（参见图２２）时，则Ｉｃ被锁闭关　断，从而实现过压保护。　瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）ＶＳ　可由用户决定加或　不加，它和峰值电流检波器一起还具有抑制短时间出　检波器，在电容ｃ　上产生稳定的直流电压经Ｒ　加到　ＮＣＰ１６５２的ＨＶ（ＳＴＡＲＴ　ＵＰ）脚，为Ｉｃ提供启动电流　来对Ｖ　脚外接的电容Ｃ　充电，当其电压达到　时，Ｉｃ便开始使反激式电路正常工作，其变压　器的辅助绕组经二极管ＶＤ　整流、ｃ　滤波，通过　ＶＤ　、Ｒ　加到Ｖ　脚，由ＶＳ　稳压，此后不再需要由内　置的启动电流供电，以免ＩＣ发热。　现的瞬态电压的作用。因为单单采用电容量较小的　Ｃ，对它起不到应有的抑制作用。　３．４．３　ＣＴ（１）脚外接定时电容Ｃ。（Ｃ　），由它确定电　Ｖ　电压与辅助绕组电压成正比，也与输出电压　１６　中国照明电器　２０１１年第４期　路的开关频率。根据式（４）得　＝４７　Ｏ００／ＣＴ＝４７　０００／６８０＝６９．１（ｋＨｚ）　表４不同负载下的功率因数、效率　在大多数应用中，开关频率均选用７０　ｋＨｚ。　３．４．４整流桥输出的单向正弦电压，一路经Ｒ　、Ｒ，、　Ｒ　分压、ｃ　。滤波加到ＡＣ　ＩＮ脚，作为基准发生器的　一个输入；另一路经电阻Ｒ　Ｒ。。、Ｒ。。、Ｒ　分压、ｃ，　滤　，加到Ｖ　脚，是基准发生器的　波，作为前馈输入　第二个输入（见图ｌ４）；第三个输入来自光耦ｕ　（ＰＣ８１７）。通过这三个信号的共同作用来调整和提　高电路的功率因数。　３．４．５　７脚外接电阻Ｒ。　（Ｒ　。　）、电容Ｃ。，（ｃ　。　）　串联电路，是电压误差放大器的补偿网络，可以按式　（５）和式（６）来选择。２脚所接电阻Ｒ　用于ＣＣＭ模　式下的斜波补偿，可以根据原边电感及ＣＣＭ程度而　适当调节，以得到较高的功率因数。　（ＲｃｏＭＰ）　＜ＲＩ—Ａｖ４　￣—６６６　ｘ　ｇｍ　（５）　，１　一　ｌＯ　，　、　。　一２￣ｒ×　Ｒ、　ｃ０ＭＦ　经过验算，以ＲｌＡｖＧ＝Ｒ１７＝７６．８　ｋｆｌ、ｇｍ＝１００　ｓ　代入，得尺　（ＲｃｏＭＰ）＝０．６　ｋｆｌ，电路中取值为２．２　ｋＱ　似乎偏大；而ｃ。，（ｃ　ｏ　）＝１０．５　ｎＦ，与图中取值４７０　ｐＦ相比，又似乎偏小了。在实际调试中，需要按具体　情况来适当调整元件参数，以功率因数最大作为元件　增加或减少的合理依据。　３．４．６输出绕组经ＶＤ　整流，ｃ２０、ｃ　、ｃ：：和Ｌ。、ｃ：　、　ｃ　两级滤波，为负载提供４８Ｖ、２Ａ的输出。通过光　耦及ＴＬ４３１的控制使输出电压保持稳定。如果要求　改变输出直流电压，只要改变ＴＬ４３１的分压比，即改　变尺，。、　，　、Ｒ。　的比例就可以了。因为：　：　肼　（７）　Ｉｌｋ３２　将Ｒ，。、Ｒ，　、Ｒ，：取值及　＝２．５　Ｖ代入式（７），　得Ｖｏ＝２．５×（５１＋５１＋５．６）／５．６—４８．０（Ｖ）。　３．４．７　ＶＴ所接源极电阻Ｒ　用来确定ＭＯＳ管的最　大峰值电流以及输出的电流。　３．５　图２３驱动电路的实测结果　３．５．１　不同负载下的功率因数、效率　在不同负载下电路的功率因数、效率实测结果如　表４所示。可以看到其最大功率因数Ａ为０．９８，平　均效率田为８７％，性能较好。　３．５．２输出纹波　输出纹波与负载及输出电容Ｃ。的大小有关。　图２３电路在满载下、输出电容Ｃ。＝３×６８０　Ｆ时的　输出纹波电压实测波形见图２４。使输出电容加大１　倍，纹波幅度将减小一半。　图２４　Ｃ。＝２　０４０　、负载电流２Ａ时的输出纹波　３．５．３漏极电压波形　图２５所示是在ＡＣ１２０Ｖ和ＡＣ２３０Ｖ满载下的漏　极电压波形。当ＭＯＳ管截止时，由于电感的漏感作　用，在其前沿产生尖峰电压，靠阻尼网络ＶＤ，、Ｒ，、Ｃ，　的作用得到一定的抑制。如果采用有源钳位，其抑制　效果会更好一些。　图２６是在２５％负载下的漏极电压波形。在轻　负载而输入电压又比较高时，电路将转入ＤＣＭ模式，　当反激能量减小时，漏极电压会在下次导通前下降，　出现凹坑，如图２６（ｂ）所示。　３．５．４启动特性　在满载及２５％的负载下输出电压的上升特性如　图２７所示。可以明显看到，输出电压不论什么负载　情况下都没有过冲现象。特别是在轻载和控制环路　窄频带宽时不出现过冲是不多见的。在满载时，输出　电压中明显含有１２０Ｈｚ（１００Ｈｚ）的纹波，正确选择　陈传虞：ＬＥＤ路灯的散热及驱动芯片介绍（下）　１７　图２５　满负载时的漏极电压波形　图２６　２５％负载时的漏极电压波形　图２７　启动时输出电压的上升波形　ＴＬ４３１的补偿网络Ｒ：　、Ｃ　的值，对输出电压上升特　性和对负载变化的响应有很大的影响。　４　结论　社．２０１０．　参考文献　［１］杨恒．ＬＥＤ照明驱动器设计步骤详解［Ｍ］．北京：中国电力出版　采用上述单级的ＰＦＣ和电压变换器设计电源是　一［２］陈传虞．ＬＥＤ驱动芯片的工作原理与电路设计［Ｍ］．北京：人民　邮电出版社，２０１０．　种很好的选择，它具有高效、高功率因数、元件数量　［３］陈传虞．绿色照明——新型集成电路工作原理与应用［Ｍ］．北　京：人民邮电出版社，２０１０．　少、成本低等一系列优点，在１５０Ｗ以下的ＬＥＤ驱动　电路中得到广泛应用。　［４］陈传虞．有源功率因数校正电路中电压、电流放大器补偿网络　元件之计算［Ｊ］．中国照明电器，２０１０（６—８）．